2.6.2UOSDR雷達係統各部分說明2.6.2.1天線係統及收發通道設計對於天線係統而言,因為我們采用的是雙基地雷達係統,所以收發天線是分置的。在收發端我們采用可以相互替換的八木Yagi天線。因為天線水平極化時,傳播的信號在貼近地麵時會在大地表麵產生極化電流,極化電流因受大地阻抗影響產生熱能而使電場信號迅速衰減,而垂直極化方式則不易產生極化電流,從而避免了能量的大幅衰減,所以實測中采用垂直極化的方式(測移動目標時,需要采用水平極化方式)。為了提高天線的增益和抗幹擾能力,我們第章雷達的基本原理與雷達係統設計·41·2UOSDR努力降低天線的旁瓣和後瓣電平。為了提高天線的收發效率,我們也要盡可能地提高天線的工作頻帶,使其易與接收機相匹配。天線係統的設計指標如表所示。
2-1表功放模塊和天線係統設計指標2-1功放模塊指標天線係統指標頻率天線類型天線300~350MHzYagi增益大於型號45dBTDJ-350C帶內平坦度小於頻率2dB300~350MHz輸出功率大於帶寬37dBm50MHz輸入無損功率小於增益5dBm13dBi噪聲係數帶內波動小於10dB2dB輸出大於駐波比小於IIP345dBm2駐波比小於標稱阻抗250Ω增益控製大於極化方式垂直15dB相比於探海雷達的大功率發射機,係統無須很大的發UOSDR射功率,發射功率僅需左右。在這裏我們選用小信號功放模塊5W和場效應管來實現我們的發射模塊,構成我們的發射通道。通過信號源設計,產生的線性調頻信號,其幅度約為300~315MHz-,因為我們的發射功率為(),所以我們的發射通道10dBm37dBm5W增益需大於。單純的小信號功放模塊或者場效應管無法同時47dB實現這種增益和輸出功率要求,所以采用先通過小信號功放作為驅動級,然後場效應管作為最後的輸出放大。結合信號發生器的實際情況,並且根據我們的實際需要,最終設計的功放指標如表所2-1示。
在高頻雷達中,機外噪聲和幹擾遠大於機內噪聲,所以高頻雷·42·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計達的接收機以抗外部幹擾為主要目標。而在雷達接收機UOSDR中,以降低機內噪聲為主要目標,同時也要兼顧雷達接收機的靈敏度和好的選頻特性。所以,在接收機設計中,首先要考慮的是接收機的形式。由於發射頻率和本振頻率很高而不好產生,所以為了降低我們的設計難度,我們選用一次混頻,低中頻采樣的方案。中頻的選取應考慮各種組合頻率的幹擾,實際中的中頻信號為,90MHz也可以較好地抑製鏡頻幹擾。接收機的工作框圖如圖所示。
2-7圖係統接收機框圖2-7UOSDR在接收機中,混頻前需要加低噪聲放大器(),因UOSDRLNA為混頻器的噪聲係數一般都比較大,而前端的濾波器一般為無源濾波器,有一定的損耗,如無,則整個係統的噪聲係數將很大。而LNA在變頻前引入具有一定增益的,則可以減弱混頻器和後麵基帶LNA放大器的噪聲對整機的影響,從而對提高靈敏度有利。但是LNA的增益不宜太高,因為混頻器是非線性器件,進入它的信號太大,會產生很多的非線性失真。所以,的增益一般不超過。帶LNA15dB通濾波器用來選擇工作頻帶,可以放在之前或之後。放在後LNA麵對降低係統噪聲有利,放在前麵可以對進入的信號進行預LNA選,濾除了很多帶外信號,也就減少了由於的非線性引起的各LNA第章雷達的基本原理與雷達係統設計·43·2UOSDR種互調失真幹擾。
2.6.2.2時鍾源、PLL和頻率綜合器模塊在係統中采用的普通有源晶振作為整個係統UOSDR80MHz的時鍾源。雖然普通晶振的長期穩定度不高,但晶振的短期穩定度對係統來說更為重要。根據係統的工作體製和實際的工作UOSDR情況來看,這種廉價的時鍾源能夠基本滿足要求。
係統采用公司的兩片芯片來進行UOSDRADIAD9858DDS線性調頻射頻和本振信號設計。根據這款芯片的頻率有UHFDDS效範圍為輸入參考時鍾的,則要參數的線性調40%300~350MHz頻信號,必須給信號提高的參考時鍾。這裏采DDS750~875MHz用了公司的來產生,以此滿足係統對時ADIADF4360-7960MHz鍾的要求。圖是係統時鍾源和信號源的結構框圖。
2-8UOSDR圖係統的信號源和時鍾源的結構框圖2-8UOSDR2.6.2.3同步控製器設計因為雷達係統是一個全相參的脈衝多普勒雷達,保證UOSDR整個收發通道相幹工作就是同步控製器的首要任務。為了能讓雷達全係統同步工作,同部控製器向雷達的各個分係統提供各種穩定、可靠的同步信號和狀態信號等,所有係統所需時鍾信號之間必·44·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計須保證嚴格的時序關係,隻有這樣才能使雷達正常工作。各通道間通過同步控製器來協同工作,利用來實現雷達同步控製器在FPGA整機聯試過程中時間關係的局部調整,實現實時可編程,縮短同步控製器的研製周期。
2.6.2.4數據采集及數據處理係統模塊雷達係統采用的是體製,利用回波信號的頻率UOSDRFMCW和相位信息來提取河流參數。當回波信號和接收機本振信號混頻產生高中頻信號,數據采集處理係統采集此信號並進行兩次傅立葉變換,就可得到各個距離元上回波信號的頻率和相位信息。在雷達係統設計中,我們的數據采集係統是用UOSDRADC+FPGA來實現的。
+USB低中頻帶通采樣之後的數據,存儲在經過90MHz40MHzFP-實現數字前端,產生I、Q兩路數據,然後再進行數字抽取,得到GA低速率數據,再進行實現第一次的解距離過程,處理的數FFTFFT據在內部的中緩存,然後啟動傳輸請求,FPGAFIFOFPGAUSB將數據傳入主機端存盤,並進行後續數據處理。
PC在試驗中,我們將兩次都放在主機端進行,這樣雖然FFTPC增大了每個通道數據存儲所占容量,但是在樣機的前期調試FIFO中,可以減少綜合工具的綜合時間,而且可以得到最原始的數據,在出現問題的時候更容易定位問題。實際中,因為我們的采樣率為,每個掃頻周期為,數據位數為位,在經過數字下變40MHz0.02s16頻抽取後,數據率降到了\/,用完全可以滿足原始16kwordsUSB2.0波形的實時傳輸。
第章接收機係統設計與實現·45·3UOSDR第3章UOSDR接收機係統設計與實現雷達接收機的主要作用是放大和處理雷達發射後反射回的所需要的回波,並以在有用的回波和無用的幹擾之間獲得最大鑒別率的方式對回波進行濾波。雷達接收機一般是通過預選、放大、變頻、濾波和解調等方法,使目標發射回的微弱射頻信號變成有足夠幅度的視頻或數字信號,以滿足信號處理和數據處理的需要。
本章首先分析了接收機的基本結構和主要性能指標,在此基礎上,結合係統的目的,根據軟件無線電的設計思想,提出了UOSDR雷達接收機的基本要求,設計了整個係統接收機UOSDRUOSDR的具體方案,最後詳細說明了係統各個組成模塊的設計實現。
3.1接收機的基本結構在雷達接收機的發展過程中,曾出現過超再生式接收機、晶體視頻接收機和調諧式射頻接收機,然而自從超外差接收機出現以後,由於其靈敏度高和抗幹擾能力強,使得幾乎所有的雷達係統都采用了超外差接收機。圖為超外差接收機的基本框圖。
3-1·46·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計圖超外差接收機的基本框圖3-1雷達接收機的基本組成可分為三部分,即接收前端、中頻接收機和頻率源。在實際的雷達接收機中,大多采用二次變頻的方案,這是因為具有一定射頻帶寬的接收機一次變頻的鏡像頻率一般多落在信號頻率帶寬之內,隻有通過提高中頻才能使鏡像頻率落在信號頻率帶寬之外,鏡像頻率的信號或者噪聲是不需要的,必須通過射頻濾波器(又稱預選器)濾除。整個接收前端包括預選器、低噪模塊和混頻模塊。
3.1.1超外差接收機超外差接收機是所有無線接收設備中應用最廣泛的一種接收機結構,其基本過程是用混頻器將高頻信號搬到一個低得多的中頻頻率後再進行信道濾波、放大和解調,解決了高頻信號處理中的困難。依靠周密的中頻頻率選擇和高品質的射頻(鏡像抑製)和中頻(信道選擇)濾波器,一個精心設計的超外差接收機可以達到很高的靈敏度、選擇性和動態範圍,因此長久以來超外差接收機成為高性能接收機的首選。實際中的接收機為了獲得更高的靈敏度和選擇性,有時需要兩次或者更多次的變頻,在多個中頻頻率上逐步放大和濾波。在超外差接收機中,本振頻率的選取可以高於或者低於信號頻率,這取決於引入鏡像幹擾的大小和振蕩器設計的難易程度。
第章接收機係統設計與實現·47·3UOSDR一般來說,低頻的振蕩器可以獲得更好的噪聲性能,但是變頻範圍較小。
超外差接收機的最大缺點是組合幹擾頻率點多。這是因為混頻器往往並不是一個理想乘法器,而是一個能完成相乘功能的非線性器件,它將進入的有用信號和本振信號以及混入的幹擾信號通過變頻器的非線性特性中的某一高次方項組合產生組合頻率,如果組合頻率落在中頻頻帶內,就會形成對有用信號的幹擾。通常,我們把這些組合頻率引起的幹擾稱為寄生通道幹擾。
在寄生通道幹擾中,鏡像幹擾的現象最為嚴重。一個與有用信號相對位於本振信號ωLO的另一側且與本振頻率之差也為中頻ωIF的信號,即ωim=ωLO+ωIF,稱為鏡像頻率信號。如果它沒有被混頻器的前端電路濾除而進入了變頻器,即使混頻器是一個理想的乘法器,鏡頻信號與本振混頻後也為中頻。由於中頻濾波器無法將其濾除,它與有用信號混合降低了中頻輸出的信噪比,形成了對有用信號的幹擾。鏡像幹擾的具體過程如圖所示。
3-2圖鏡像幹擾示意圖3-2·48·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計除了鏡像幹擾外,如果超外差接收機的射頻放大器和混頻器等電路存在二次失真,將會引起偶次失真與半中頻幹擾。偶次失真主要表現為本振與幹擾的二次諧波相混頻,可用式()表示。
3-1ωRF+ωLOωLO-=ωLO-ωRF=ωIF()223-12
而半中頻幹擾表現為本振與幹擾混頻後經過二次失真,即ωRF+ωLOωIF(ωLO-)==ωIF()223-222偶次失真與半中頻幹擾的具體過程如圖所示。
3-3圖偶次失真與半中頻幹擾示意圖3-3要消除寄生通道幹擾的唯一辦法是不讓它進入變頻器,這要靠混頻器前麵的濾波器來濾除。濾波器能否有效濾除這些寄生通道幹擾,關鍵靠濾波器的Q值。在有限的Q值範圍內要有效地衰減寄生通道幹擾,就必須增大中頻頻率。因此超外差接收機的另一個重要問題是中頻選取。
3.1.2零中頻接收機零中頻接收機又稱直接轉換接收機,其工作原理如圖所3-4示。由於本振等於載頻,即中頻為,所以就不存在鏡像頻率,也就0
第章接收機係統設計與實現·49·3UOSDR不會有鏡像頻率幹擾。因為沒有鏡頻幹擾,所以零中頻接收機不需要鏡頻抑製濾波器,信道選擇隻需低通濾波器即可。
圖零中頻接收機方案原理圖3-4和超外差接收機相比,零中頻方案最重要的問題是存在直流偏移和低頻噪聲。直流偏移是零中頻接收機特有的一種幹擾,主要是由於本振泄漏和變頻器各端口的隔離度不好造成的射頻自混頻和本振自混頻,如圖所示。
3-5圖直流偏移示意圖3-5低頻噪聲主要是因為有源器件內存在的1閃爍噪聲隨著頻率f
的降低而增加,都集中在低頻段。它對搬移到零中頻的基帶信號產生幹擾,降低信噪比。一般零中頻接收機的主要增益放在基帶級,前端射頻部分的增益約為倍,因此有用信號經下變頻後的幅度不20·50·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計會很大,1噪聲的影響就更嚴重。因此采用零中頻方案時,一般下f
變頻器都設計成有一定的增益。零中頻方案設計中,還有I、Q支路的匹配和低通濾波器的設計問題需要考慮。當數字通信采用零中頻方案時,兩條正交支路如果不一致會引起基帶I\/Q信號變化。
但這種接收機體積小,設計簡單,集成度高,功耗小,所以在移動通信領域中得到了廣泛的應用,如的、、等NOKIA821082508850終端設備都采用了這種接收機設計。
3.1.3低中頻接收機低中頻接收機結構在電路形式上基本與零中頻接收機類似,其信號處理過程也近乎相同。主要區別在於中頻不再是零,而是選擇比零中頻稍高一些,一般選在通道帶寬的倍頻率處。其主要作1~2用是為了消除零中頻結構中的直流偏差和低頻噪聲。由於中頻較低,所以對後續采樣電路要求也進一步降低,從而降低了電路設計的難度。然而,由於中頻不高,鏡像頻率離射頻濾波器中心頻率不遠,如果射頻濾波器的帶寬不窄,帶外衰減不夠,鏡頻幹擾就能在通過射頻濾波器之後,經過混頻進入中頻帶內,幹擾有用信號。為了得到很高的鏡頻抑製比,需要結合使用抑製鏡頻的變頻結構和額外的鏡頻抑製措施,如鏡頻陷波濾波器、多相濾波器及數字濾波等方法。同時,合適的低中頻選取同樣可以有效抑製鏡頻幹擾。低中頻接收機結構如圖所示。
3-6第章接收機係統設計與實現·51·3UOSDR圖低中頻接收機結構原理圖3-63.1.4高中頻接收機高中頻接收機的中頻比低中頻要高很多。對於短波接收機來說,中頻頻率一般要高於射頻信號頻率。工作原理與低中頻接收機原理相同,見圖。它具有很多優點,如中頻越高,鏡像頻率與信3-6號頻率相差越遠,則射頻濾波器對鏡頻幹擾的抑製能力越強,如圖所示。同時可以改善中頻幹擾的性能。在改善性能的同時,高3-7中頻接收機對電路設計的複雜程度和成本也相應地增加了。
圖射頻濾波器信號頻譜結構3-7·52·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計3.1.5鏡像抑製接收機除了零中頻結構外,可以通過改變電路結構來抑製超外差接收機中的鏡頻幹擾,我們稱之為鏡像抑製接收機。鏡像抑製接收機的基本結構有兩種,分別為結構和結構。結HartleyWeaverHartley構如圖所示。
3-8在此方案中,用相互正交的兩個本振信號去與來自的射LNA頻信號混頻,再將其中一路相移,然後疊加,就可以得到抑製鏡90°像頻率的中頻信號。對於實信號而言,相移的過程意味對正頻率90°和負頻率產生不同的相位變化。移相器通常用濾波器來實Hilbert現。圖用頻譜搬移的概念分析了圖的方案原理。
3-93-8圖結構原理圖3-8Hartley第章接收機係統設計與實現·53·3UOSDR圖結構的頻譜搬移原理圖3-9Hartley除了結構外,鏡像抑製接收機還可以通過結構HartleyWeaver來實現,具體實現框圖如圖所示。與不同之處在於3-10Hartley使用正交乘法來實現相移,即用第二個正交混頻器代替移相90°90°器,易於集成,精度較結構的移相網絡要高。在此方案HartleyRC中,由於第二次混頻的中頻不是零頻,也就可能存在鏡頻幹擾的問題。為了消除第二次混頻的鏡頻幹擾,第一次混頻後的低通濾波器應改用帶通濾波器代替。
圖結構原理圖3-10Weaver·54·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計這兩種接收機抑製鏡頻幹擾關鍵有兩方麵:一是兩條支路必須一致,包括本振信號的幅度、混頻器的插損、低通濾波器的特性等;另一個就是對正交精度要求很高,否則鏡頻抑製程度下降。
3.2接收機主要指標評價接收機的性能優劣主要通過其技術指標來體現,在接收機的所有參數中,頻率、噪聲係數(包括噪聲因子)、靈敏度、非線性失真、動態範圍和增益、幅度和相位穩定性、頻率源指標、的主要ADC要求、抗幹擾能力、波形質量和發射激勵性能都是需要考慮的重要因素。
3.2.1頻率選擇在選擇射頻頻率時,我們根據的分析,可知海洋回波在ChanL波段以下是以散射為主導因素的海洋回波,而海洋表麵的-Bragg動力學參數可以根據回波的多普勒頻移與波浪運動之間的關係得到。而在波段仍然可以看到浪花和水滴的效應,因此,我們選擇L-了頻段作為我們的探測頻段。同樣由於我們采用的頻率合成UHF技術是數字直接合成()技術,而現今市場上功能最強大的DDSDDS是公司的和。它們都是最高(內部分ADIAD9858AD99102GHz2頻)或直接為時鍾參考的芯片。根據的原理,可知1GHzDDSDDS最高輸出頻率為參考時鍾頻率的。即在的參考頻率下,40%1GHz最高隻能產生的波形。為了工作的可靠性,我們最終選擇400MHz的雷達探測頻率是波段中的。這樣既滿足海UHF300~330MHz第章接收機係統設計與實現·55·3UOSDR洋動力學參數的探測需要,而且現有的器件也能滿足係統的設計要求。
而好的中頻選擇使鏡像頻率遠離有用信號,有利於抑製鏡像頻率幹擾,利於輸出中頻信噪比,也有利於提高接收機的靈敏度。選擇合理的中頻,能夠大大減少組合頻率幹擾,滿足後續信號處理的要求。因此,中頻的選擇主要依據接收機對主要幹擾的抑製和濾波器的可實現性。
從分析混頻輸出的組合頻率幹擾入手,由於混頻器的非線性,混頻的產物中將會包含一些組合頻率成分,經混頻器輸出的頻率成分可以表示為:f=±mf±nfn()03-3這裏,為本振信號頻率,n為幹擾信號頻率,m和n為任意正f0f整數,它們分別表示本振頻率和幹擾信號頻率的諧波次數。若滿足ff,則組合頻率的幹擾信號就會進入中頻放大器,從而產生不≈IF必要的幹擾成分。選擇低中頻混頻方案,中頻可表示為本振頻率與輸入信號頻率的差值形式,即f=fn-f。進一步改寫式(-),IF033得:fnm±=1()mn3-4f0-上式說明,當中頻一定時,隻要信號頻率接近上式所得值,fIF且在接收機的通頻帶範圍內,就有可能對有用信號產生組合頻率幹擾。用不同的m和n值,算出相應的fn\/f值,可得如表所示03-1的數值。
·56·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計表可能產生組合頻率幹擾的信號3-1m
122333444n
001012012\/\/fn\/f\/或\/或或\/535202323143214254或或\/132m
455555666n301234012\/或\/\/fn\/f或\/322或或\/757405365或\/326476或或\/143154m
666777777n
345012345\/\/\/\/或\/\/fn\/f7372或\/4385283850或\/或\/7587或或\/\/或或\/535216532265在設計方案中,接收信號的頻率範圍是UOSDR300~,若選用的中頻頻率,則接收信號與中頻信號的頻350MHz90MHz率比值為。從上表可以看出,並沒有落入這個範圍的組合3.3~3.9頻率點,因此鏡頻幹擾基本上可以不考慮。
3.2.2噪聲係數與靈敏度接收機的靈敏度表征了接收機接收微弱信號的能力。接收機的靈敏度越高,它所能接收到的信號就越弱,雷達的作用距離就越遠。接收信號的強度可用功率大小來表示,所以接收機的靈敏度用能夠辨別的最小信號功率S來表示,如果信號功率低於此值,信min號將被淹沒在噪聲幹擾之中,不能被辨別出來。由於雷達接收機的靈敏度受噪聲電平的限製,因此要想提高靈敏度,就必須盡量減少第章接收機係統設計與實現·57·3UOSDR噪聲電平。要減少噪聲電平,首先要抑製外部的幹擾(噪聲);其次,要盡量減少接收機內部的噪聲。正是由於上述原因,雷達接收機一般都要采用預選器、低噪聲放大器和匹配濾波。
噪聲係數是表征接收機內部噪聲大小的一個物理量。衡量接收機能否正常工作的重要標識是信號功率和噪聲功率的相對大小。
對於理想接收機而言,它本身隻放大天線的信號和噪聲,而不另外引入其他噪聲,但實際的接收機總是會產生內部噪聲。在頻UHF段,內部噪聲是接收機的主要噪聲源。噪聲係數的定義為接收機輸入信噪比和輸出信噪比的比值,其表達式為:Si\/NiF=()So\/No3-5由上述可知,噪聲係數表征了信號通過係統後,係統內部噪聲造成信噪比惡化的程度,通常情況下,F。噪聲係數(>1NFNoise)通常用分貝()形式表示,即FiguredBNF()=·F()dB10log103-6在分析噪聲係數時,通常會使用等效噪聲溫度來分析。任何一個線性網絡,如果它產生的是白噪聲,則可以用處於網絡輸入端溫度為Te的電阻所產生的熱噪聲源來代替,而把整個網絡看成一個無噪網絡,則這裏的溫度Te就是該線性網絡的等效噪聲溫度。所以,接收機的等效噪聲溫度與噪聲係數的關係是:TeF=+()1T3-70
這裏,T為室溫溫度,一般取。
0290K接收機係統的級聯噪聲係數為:FFFi2-3--FsF11…1()=1++++GGGGG…Gi3-811212·58·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計這裏,Fs是係統總噪聲係數,Fi(i=,,…,n)為每一級的噪12聲係數,Gi為每一級的增益。
根據式()可知輸入信號功率為:3-5Si=F·(So\/No)·Ni()3-9這裏,Ni為接收機信號源內阻在等效噪聲溫度Te下產生的熱噪聲,即Ni=kTeB()3-10-
這裏,k為玻爾茲曼常數,k=.×23\/;Te在常溫下取13810JK室溫,即T。將式()代入式(),可得:290K03-103-9Si=k·T·B·F·SNRo()03-11從式()可以看出,在接收機所要求的最小信噪比輸出的前3-11提下,接收機所需的最小輸入信號功率,即接收機的靈敏度與噪聲係數的關係可寫成對數關係,則:S()=-()+·B()+NF()+SNRo()mindBm174dBm10log10HzdBmdB()3-12上式中,B為信號帶寬,SNRo為係統所需的最低輸出信噪比。
由式()可知,接收機的靈敏度與信號帶寬有關,當噪聲係數確3-12定後,接收機的靈敏度也隨之確定,反之亦然。
3.2.3非線性失真當電路輸入端隻有一個有用信號輸入時,電路的非線性通常表現為諧波失真和增益壓縮。除此之外,當兩個或更多信號同時加載在有源器件的輸入端,有源器件會由於其非線性,會在互調產物中產生大量無用信號,具體表現為大信號阻塞、交調失真以及互調失真。對係統而言,這些無用信號的電平越低越好。
在係統中各種有源器件構成的放大器總是工作在大信號狀態,第章接收機係統設計與實現·59·3UOSDR在此過程中總會產生各種各樣的非線性失真,所以必須限製信號的大小,使其失真在可接收的範圍內。另外,係統中主要的非線性元件,也是係統的一個最關鍵部件之一,而減小混頻器的非線性失真成為設計中必須考慮的問題。
3.2.4諧波失真諧波失真是由於電路輸入信號過大,導致電路輸出端信號高次項影響不能忽略而對係統造成的影響。對接收機係統而言,射頻放大器一般都是頻帶放大器,這些諧波由於離基波較遠,一般都可以濾除,因此諧波對於係統的影響不是太大。
3.2.5增益壓縮設輸入一個單頻信號Aωt,則輸出信號為:cosVo(t)=aAωt+aA22ωt+aA33ωt+…1cos2cos3cosaA2aa=2+(aA+3aA3)ωt+2A22ωt+3A33ωt13coscoscos2424()3-13這裏,第一項是直流分量,其後分別是諧波量。
由上式可得增益為aA3aA3。與小信號模型相比,大信號1+34
模型電壓增益與輸入信號大小有關,其基波分量為:a
aA+3aA3=aA(+3A23)()1311a3-14441如果a和a的符號相反,則信號增益將隨著幅度A的增大而13減小。如果用對數來表示放大器的輸入和輸出信號幅度,可以清楚地看到輸出功率隨著輸入功率的增大而偏離線性關係的情況,如圖·60·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計所示。當輸出功率與理想的線性情況偏離達到時,放大3-111dB器的增益也隨之降低了,此時的輸入信號功率稱之為壓縮1dB1dB點。
圖放大器的壓縮點示意圖3-111dB3.2.6互調失真如果接收機前端同時接收到兩個信號Aωt和Aωt,1cos12cos2則輸出信號展開為:Vo(t)=(aA+3aA3+3aAA2)ωt+1131312cos142(aA+3aA3+3aAA2)ωt+1232321cos242aAA(ω+ω)t+aAA(ω-ω)t+212cos12212cos123aA2A(ω+ω)t+3aA2A(ω-ω)t312cos212312cos21244+
3aAA2(ω+ω)t+3aAA2(ω-ω)t312cos221312cos22144+…()3-15在係統的輸出信號中,除了基波分量ω和ω外,還包含了它們12第章接收機係統設計與實現·61·3UOSDR的各自組合頻率(不僅僅是諧波),即輸出信號的頻率分量為:ω=mω+nω()123-16這裏,m和n為任意的整數。m和n不為時,頻率分量相當於0
通過ω和ω互相調製而產生,因此稱為互調分量。由三次失真引12起的互調分量稱為三次互調分量IM。其中如果係統輸入的這兩3
個量幅度相近、頻率間隔很小的話,組合頻率ω-ω和ω-ω就212221需要重點考慮了,因為它們就在基波頻率附近,有可能對基波頻率造成幹擾,如圖所示。
3-12圖三階互調示意圖3-12當輸入兩個等幅信號x(t)=Aωt+Aωt,經過一個三cos1cos2階非線性係統ax(t)+ax2(t)+ax3(t)後,輸出信號包含表1233-中的頻率分量。
2表非線性係統輸出成分3-2信號頻率分量幅度直流aA22
基波頻率(ω和ω)aA9aA3121+34
二次諧波頻率(ω和ω)1aA2212222
三次諧波頻率(ω和ω)1aA3313224
IM(ω和ω)aA2231322IM(ω和ω)3aA33313224
·62·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計信號頻率分量幅度如果不考慮3aA3項,隨著信號幅度A的增大,輸出信號中的2
4基波分量和IM分量理論上會在某一點處達到相同的幅度,這一點3
稱之為三階互調節點IP。此時對應的輸入信號幅度或功率值稱為3
輸入三階互調節點IIP,而輸出點定義為輸出三階互調節點OIP,33如圖所示。
3-13圖-三階互調節點示意圖313據工程經驗可知,輸入三階互調節點IIP會比P-壓縮點高31dB左右。
10dB對於兩級或兩級以上的係統而言,總的非線性影響為各級網絡非線性失真的總和,增益壓縮可用係統的壓縮點P-來衡量,1dB1dB即
AAA1=1+1+12+…()P-(P-)(P-)(P-)3-171dB1dB11dB21dB3從上述表達式可以看出,係統P-與各級級聯網絡(P-)n1dB1dB的關係類似於並聯電阻網絡總電阻與單個電阻的關係,不同之處在於從第二級開始的P-的加權係數為前麵各級網絡的增益之積1dB第章接收機係統設計與實現·63·3UOSDR(通常AA…An-)的倒數,即除以AA…An-,並聯電阻網121>1121絡的電阻主要與最小的電阻有關,所以係統後幾級網絡的(P-)n1dB對整個係統的影響最大。
係統的三階互調節點IIP表達式為:3
AAA1=1+1+12+…()IIP(IIP)(IIP)(IIP)3-183313233根據對P-的分析方法可得出類似的結論。
1dB3.2.7大信號阻塞和交調失真根據上節的分析,在式()中,對ω的增益得:3-151a+3aA2+3aA2()131323-1942如果a和a的符號相反,且AA時,ω所得到的增益將遠132?11小於a,即信號ω被信號ω阻塞了,此時接收機的靈敏度會大幅降112低。
如果接收機前端接收到了一個含有調幅成分的幹擾信號,即A(+mmt)ωt,那麼調幅信號會經過非線性轉移到有用信21coscos2號上,此時:Vo(t)=[aA+3aA3+3aAA2(+mωmt)2]ωt+…11313121coscos142()3-20這樣就產生了交叉調製,使有用信號產生了失真。如果有用信號也為調幅信號,則解調後的信號含有幹擾信號。交調失真是由非線性器件的三次方項引起的。
3.2.8動態範圍和增益動態範圍表示接收機正常工作時,所允許的輸入信號的強度變·64·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計化範圍。所允許的最小輸入信號強度通常取最小可分辨信號S,min即接收機靈敏度,所允許的最大輸入信號強度則根據正常工作的要求而定。當輸入信號太強時,接收機將發生飽和和過載,從而使較小的目標回波顯著減小甚至丟失。為了保證信號不論強弱都能正常接收,就要求接收機的動態範圍要大。
增益表示接收機對回波信號的放大能力,它是輸出信號與輸入So信號的功率比,即G=;有時用輸出信號與輸入信號的電壓比表Si示,稱為電壓增益。接收機的增益並不是越大越好,它是由接收機的係統要求確定的。接收機的增益確定接收機輸出信號的幅度,在實際的接收機設計中,要實現線性動態範圍就要對增益進行合理的分配。
3.2.9幅度和相位的穩定度在現代雷達接收機中,接收機幅度和相位的穩定性十分重要。
在單脈衝跟蹤雷達中,幅度和相位的不穩定性直接影響著測角精度。在多通道相控陣雷達中,收發組件的相位和幅度誤差與天線的副瓣電平直接相關。在多波束三坐標雷達和相掃三坐標雷達中,幅度和相位的不穩定性直接影響著測高精度。
幅度和相位的穩定性包括常溫穩定性、寬溫穩定性、在振動平台上的穩定性以及寬頻帶穩定性。
3.2.10頻率源、波形合成和發射激勵在現代雷達接收機中,本振和射頻信號波形常常采用具有高頻率範圍和高穩定的頻率合成器完成。而頻率穩定度是現代雷達(如移動目標顯示、多普勒測速、脈衝多普勒、脈衝壓縮)的一個重要指第章接收機係統設計與實現·65·3UOSDR標。現代雷達大都采用相幹體製,利用相位或頻率信息,或雖然不直接利用相位、頻率信號,但必須在頻率源的相位或頻率高度穩定的前提下,才能完成其係統功能。
頻率源(包括振蕩器或頻率合成器)的頻率穩定度分為長期頻率穩定度和短期頻率穩定度。長期頻率穩定度就是在一定的時間範圍內或在一定的溫度、濕度及電源電壓等變化工作條件下的相對頻率變化量。長期頻率穩定一般有兩種表示方式:最大偏差;①
均方差。對於雷達接收係統而言,頻率穩定度主要指短期頻率穩②
定度(一般在、量級),短期頻率穩定度常常用單邊帶相位噪聲μsms功率譜密度來表征。短期穩定度對雷達技術性能的影響更加直接,因為雷達的多普勒頻率處理往往是在雷達的一個工作周期UOSDR之間進行的。
頻譜純度主要包括頻率源的雜波抑製和諧波抑製度,在機載雷達中有時還要求給出所需信號的頻譜寬度,當然,頻譜寬度是和單邊帶相位噪聲譜密度相關的。
在現代雷達中,一般采用全相參體製。這樣,雷達波形和發射激勵往往由接收係統來完成,為了提高雷達的抗幹擾性能和辨別能力,雷達的波形也會被設計成各種各樣,有時一部雷達中還需要多種波形捷變,這是在接收係統的研製中需要認真考慮並設計的。波形質量和發射激勵的性能可以從時域和頻域兩方麵來檢測。從時域角度來判定,信號的質量主要包括調製信號包絡的前後沿和頂部起伏,以及內部載頻調製的頻率和相位特性;從頻域角度來判定,主要是觀測波形的發射激勵信號的頻譜特性。對於發射激勵信號,還要經常用頻譜儀測量其穩定性。